목차
디자인 메트릭 평가
1. 입력 매개변수: 입력 전압 크기, AC 또는 DC, 위상 수, 주파수 등입니다.
국제 전압 레벨에는 단상 120Vac, 220Vac, 230Vac 등이 포함됩니다. 국제적으로 허용되는 AC 전압 범위는 85~265V입니다. 일반적으로 입력 전압 정격과 그 변동 범위를 포함합니다;
단상 입력은 3kW 미만의 전력에 주로 사용되며, 3상 입력은 5kW 이상의 전력에 사용됩니다;
산업용 전원 주파수는 일반적으로 50Hz 또는 60Hz, 항공우주 전원 공급 장치 및 선박 전원 주파수는 400Hz입니다.
역률(역률) 및 고조파(총 고조파 왜곡) 표시기가 있는지 여부
2. 출력 매개 변수: 출력 전력, 출력 전압, 출력 전류, 리플, 전압 안정화(정전류) 정확도, 조정 속도, 동적 특성(안정화 시간: 정착 시간), 전원 공급 장치 시작 시간 및 유지 시간.
출력 전압: 정격값 + 조정 범위. 출력 전압의 상한은 불필요한 과도한 설계 마진을 피하기 위해 가능한 한 정격 값에 가깝게 설정해야 합니다.
출력 전류: 정격값 + 과부하 배수. 일정한 흐름 요구 사항이 있는 경우 조정 범위도 지정됩니다. 일부 전원 공급 장치는 무부하를 허용하지 않으므로 더 낮은 전류 제한도 지정해야 합니다.
전압 및 전류 안정화 정확도: 영향을 미치는 요인으로는 입력 전압 조정률, 부하 조정률, 노화 편차 등이 있습니다. 기준 소스의 정확도, 감지 구성 요소의 정확도, 제어 회로의 연산 증폭기 정확도는 전압 안정화 및 전류 안정화의 정확도에 큰 영향을 미칩니다.
3. 효율: 정격 입력 전압, 정격 출력 전압 및 정격 출력 전류에서 입력 유효 전력에 대한 출력 전력의 비율입니다.
손실: 스위칭 주파수와 밀접한 관련이 있는 손실: 스위칭 장치의 스위칭 손실, 자기 부품의 철 손실, 흡수 회로의 손실.
회로의 통과 상태 손실: 스위칭 장치의 통과 상태 손실, 자기 구성 요소의 구리 손실, 회선 손실. 이 손실은 전류에 따라 달라집니다.
기타 손실: 제어 회로 손실, 구동 회로 손실 등. 일반적으로 출력 전압이 높은 파워 서플라이의 효율은 출력 전압이 낮은 파워 서플라이의 효율보다 높습니다. 고출력 전압의 전원 공급 장치 효율은 90% ~ 95% 효율에 도달할 수 있습니다. 고전력 회로의 효율은 저전력 회로보다 더 높게 만들 수 있습니다.
4. 전압 조정률 및 부하 조정률
전압(소스) 조정률: 전원 공급 장치 조정률은 일반적으로 정격 부하 조건에서 입력 전압의 변화로 인한 출력 전압의 편차 비율을 기준으로 합니다. 다음 공식과 같습니다: Vo(최대)-Vo(최소) / Vo(정상) 또는 출력 전압의 편차가 지정된 상한 및 하한, 즉 출력 전압의 상한 및 하한의 절대값 내에 있어야 합니다.
부하 레귤레이션: 부하 레귤레이션의 정의는 출력 부하 전류가 변할 때 스위칭 파워 서플라이가 안정적인 출력 전압을 제공하는 기능입니다. 또는 출력 부하 전류가 변경될 때 출력 전압 편차가 상한 및 하한 절대값을 초과하지 않아야 합니다.
테스트 방법: 테스트 대상 전원 공급 장치가 정상 입력 전압 및 부하 조건에서 열 엔진을 안정화시킨 후 정상 부하에서 출력 전압 값을 측정 한 다음 경부하 (최소) 및 과부하 (최대) 상태에서 각각 출력 전압 값을 측정하면 (각각 Vmax 및 Vmin) 부하 조절률은 일반적으로 다음 공식과 같이 정상적인 고정 입력 전압에서 부하 전류의 변화로 인한 출력 전압 편차율의 백분율입니다: V0(최대)-V0(최소) / V0(정상)
5. 동적 특성: 부하가 갑자기 변할 때 출력 전압의 변화
스위칭 파워 서플라이는 피드백 제어 루프를 통해 출력 전압의 안정성을 보장합니다. 실제로 피드백 제어 루프에는 특정 대역폭이 있어 부하 전류 변화에 대한 전원 공급 장치의 응답이 제한되어 스위칭 전원 공급 장치가 불안정해지거나 제어 불능 상태가 되거나 진동할 수 있습니다. 실제로 전원 공급 장치의 부하 전류는 작동 중일 때 동적으로 변하므로 동적 부하 테스트는 전원 공급 장치에 매우 중요합니다.
프로그래밍 가능한 전자 부하를 사용하여 부하 전류의 급격한 상승 및 하강, 기울기, 주기 등 전원 공급 장치가 실제로 작동할 때 최악의 부하 조건을 시뮬레이션할 수 있습니다. 전원 공급 장치가 가혹한 부하 조건에 있는 경우에도 안정적인 출력 전압을 유지할 수 있습니다. 오버슈트 또는 언더슈트가 발생하지 않도록 주의하세요. 그렇지 않으면 전원 공급 장치 출력 전압이 부하 구성 요소(예: TTL 회로의 출력 순간 전압은 TTL 논리 회로가 오작동하지 않도록 4.75V에서 5.25V 사이여야 함) 작동 범위를 초과하게 됩니다.
6. 전원 시작 시간(셋업 시간) 및 대기 시간(홀드업 시간)
시작 시간: 전원 공급 장치를 입력에 연결한 후부터 출력 전압이 규정 범위까지 올라갈 때까지의 시간을 의미합니다. 출력이 5V인 전원 공급 장치를 예로 들면, 시작 시간은 전원 공급 장치를 켠 후부터 출력 전압이 4.75V에 도달할 때까지의 시간입니다.
홀딩 시간: 입력 전원이 차단된 후 출력 전압이 규정 범위 밖으로 떨어질 때까지의 시간입니다. 출력이 5V인 전원 공급 장치를 예로 들면, 유지 시간은 전원이 꺼진 시점부터 출력 전압이 4.75V보다 낮아질 때까지의 시간입니다. 시간은 전력 회사의 전원 공급 장치에서 단기간 전압 중단(절반 또는 한 번의 계통 전압 주기)으로 인해 부하 작동이 영향을 받지 않도록 하기 위해 일반적인 값은 10~20ms입니다.
7. 멀티 채널 출력 전원 공급 장치의 교차 조정 속도:
다중 출력은 교차 조정 비율(교차 규제)도 고려해야 합니다.
교차 조정 비율은 어떻게 되나요?
한 출력의 부하가 변경되면 다른 출력 전압의 변화 범위도 변경됩니다.
교차 조정률을 개선하는 기존 방법: 단계별 사후 조정
예: 저전력 멀티채널 출력 플라이백
입력 전압 범위............90~264VAC, 120-370VDC
입력 전류......................2.0A/115V 1.1A/230V, 입력 주파수: 47~63HZ
돌입 전류............. 콜드 스타트 전류 20A/115V 40A/230V
누설 전류................< 2mA/240VAC
출력 전압 조정 범위..........CH1: -5～+10%
전압 조정 속도............CH1: < 1%, CH2: < 1%
부하 조절 속도......CH1: < 3%, CH2/3: < 4-8%
과부하 보호............105%~150% 보호 유형: 전류 제한, 자동 복구
과전압 보호............115-135%CH1 정격 출력 전압
온도 계수............±0.03%℃(0～50℃)
시작, 상승, 유지 시간...800밀리초, 60밀리초, 20밀리초
내충격성............10~500Hz, 2G, 3축 10분/1주기, 축당 1시간
압력 저항......................입출력: 3KVAC, 입력 케이스: 1.5KVAC,
출력-인클로저: 0.5KVAC 1분
절연 저항............입출력, 입력-접지, 출력-접지 500VDC/100M 옴
작동 온도 및 습도......-10℃~+60℃, 20%~90%RH(0-45℃/100%, -10℃/80%, 60℃/60 % LOAD)
보관 온도 및 습도......-20℃～+85℃, 10%～95RH
전체 치수............199*99*50mm CASE 916A
무게............0.6kg; 20개/13kg/1.17CUFT
안전 표준......................UL1310, TUV EN60950 요구 사항 충족
EMC/하모닉 표준............Meet
EN55022 클래스 B/A, EN61000-3-2,3
EN61000-4-2,3,4,5,6,8,11,ENV50204
2. 적절한 주 회로 토폴로지(AC-DC)를 선택합니다.
기본 원칙: 전력 수준, 비용, 효율성, 크기
전력이 75와트 미만인 경우 일반적으로 입력 측 고조파에 대한 제한이 없습니다. 따라서 회로가 간단하고 비용이 저렴한 플라이백 회로가 선택됩니다. 일본은 전력을 50W 미만으로 제한합니다. 조명 요구 사항은 25W로 더 높습니다.
75와트 이상의 회로 전력에 대한 일반적인 전원 공급 장치 요구 사항은 고조파 IEC61000-3-2를 충족합니다. 일반적으로 역률 보정이 필요하므로 2단계 솔루션이 주로 사용됩니다. 부스트 PFC+플라이백; <100W, 부스트 PFC+하프 브리지 100W< <500W
더 높은 전력(500와트 이상)의 경우 하프브리지 또는 풀브리지를 사용할 수 있습니다. 비용 요구 사항이 엄격하다면 하프브리지를 선택하고, 전력이 높다면 풀브리지를 선택하세요. 푸시-풀 회로는 일반적으로 전력이 상대적으로 높고 입력 전압이 매우 낮은 상황에서 사용됩니다.
일반적으로 전력이 20W 미만인 경우 전원 공급 장치의 손실은 주로 자기 부품, 스위치 및 드라이브 손실이므로 온 상태 손실의 비율이 작기 때문에(전류가 적기 때문에) 회로 토폴로지가 단순한 솔루션을 선택하게 됩니다. DCM 플라이백이 대표적입니다.
전원 공급 장치의 손실이 주로 통과 상태 손실(고전력 또는 저전압 및 고전류)인 경우, 통과 상태 손실을 줄일 수 있는 솔루션을 고려해야 합니다. 예를 들어 동기 정류, 다단계 변환, 병렬 연결, 하이브리드 토폴로지 등이 있습니다.
3. 구성 요소 설계
예시: 예: 플라이백의 주 회로에서 어떤 구성 요소를 설계해야 하나요?
회로 작동 파라미터를 계산합니다. 입력 및 출력 전압
작동 매개변수. 스위칭 주파수, 최대 듀티 사이클
트랜스포머.
스위치 튜브 - 전압, 전류
2차측 다이오드 - 전압, 전류
출력 필터 커패시터 ⑥
흡수 회로 ⑦ 흡수 회로
디자인 단계
(1) 입력 DC 버스의 전압 변동 범위를 결정합니다:
1) 입력에 따른 범위 변경
2) 각 전력 주파수 주기 내 전압 변화
(2) 설계 스위칭 주파수 fs, 최대 듀티 사이클 Dmax=0.45
- 필요에 따라 스위칭 주파수 설정
- 입력 전력을 기준으로 최저 전압과 최대 듀티 사이클, 임계 연속성만 가정하고 인덕터 피크 전류를 결정합니다.
핀맥스＝포맥스/효율성
Iavgmax=핀맥스/VDCmin
Ipeak=2*Iavgmax/D
(3) 플라이백 변압기 설계
- 최대 피크 전류를 기준으로 1차측 인덕턴스를 결정합니다.
핀맥스＝0.5*Lm*아이피크2*fs
- 경험에 따라 코어 크기를 선택하고 기본 회전 수를 계산합니다.
Np＝(Lm*Ipeak)/(Ae*Bmax)
Ae는 코어 단면적, Bmax는 설계된 최대 자속 밀도입니다.
- 인덕턴스와 회전 수를 기준으로 에어 갭을 설계합니다.
- 1차측 스위치의 정격 전압에 따라 적절한 권선비를 선택하세요. 더 나은 2차 교차 레귤레이션을 얻기 위해 변압기 1차측의 턴 수를 조정해야 하는 경우가 있습니다.
예: 보조측 Vo1: Vo2=5:3
예비 계산 결과 Ns1=3, Ns2=1.8; Ns2가 2번 회전하면 조정률이 떨어질 수 있습니다. 따라서 보조 턴 수를 수정하여 Ns1=5, Ns2=3으로 변경합니다.
(4) 스위치 튜브 선택: 파워 MOSFET
스위치 전압 스트레스:
예를 들어 예를 들어, 1차측에서 650V MOSFET을 선택한 경우 1차측 스위치 튜브의 전압 스트레스는 600V를 초과하지 않아야 합니다.
따라서 최대 스트레스를 계산합니다: Vpmax=VDCmax+(Vo+Vdrop)*Np/Ns+60V
스위치 튜브 전류 스트레스:
변압기 1차측의 최대 전류를 계산합니다.
일반적으로: Vo*Np/Ns<140V;
1차 스위치 튜브의 스트레스, 2차 다이오드의 전압 스트레스, 최대 듀티 사이클 사이의 절충점을 고려하세요.
(5) 2차측 다이오드 선택:
- 고속 복구 다이오드
- 다이오드의 내전압 계산하기
VD＝(Vdcmax*Ns/Np+Vo)*1.3
(6) 출력 필터 커패시터 선택:
전류/전압 스트레스, 리플 요구 사항에 따라 전해 커패시터를 선택하세요.
(7) RCD 흡수 회로
문제점을 고려하세요:
1) 흡수 효과
2) 손실이 적을 가능성이 높습니다.
흡수 효과와 손실 사이의 절충안!
동일한 설계 원리가 플라이백뿐만 아니라 R이 있는 모든 흡수 회로에도 적용됩니다.
손실 추정 방법:
1) Psnuber=Vc2/R
MOSFET이 꺼져 있을 때 Vds가 RCD 스너버 회로에서 커패시터에 걸리는 전압 VSN을 초과하면 스너버 다이오드가 켜집니다. 피크 전류가 RCD 회로에 흡수되어 피크 전류가 감소합니다. 스너버 커패시터는 스위치 커패시터의 전압이 사이클 동안 크게 변하지 않도록 충분히 커야 합니다. 그러나 흡수 커패시턴스가 너무 크면 버퍼 회로의 손실도 증가합니다. 타협점이 있어야 합니다.
흡수 회로에서 소비되는 전력은 다음 공식으로 계산할 수 있습니다. 그런 다음 저항이 3W인 전력 저항을 사용하면 아래와 같이 소프트웨어에서 저항 및 커패시턴스 값을 계산할 수 있습니다.
4. 플라이백 설계의 다른 모드
CCM/DCM 플라이백 설계
65W와 같이 전력이 더 큰 경우. 저압을 줄이기 위해
입력 시 전도 손실로 인해 장치는 저전압 입력 시 CCM 모드로 전환됩니다. 고전압이 입력되면 DCM 모드가 됩니다.
디자인 단계는 DCM 모델과 동일하지만 디자인 공식은 다릅니다.
- 기본 인덕턴스 값을 계산하는 공식은 다음과 같습니다.
- 회전율 계산 공식이 다릅니다.
- 스위치 튜브의 다양한 전압 및 전류 스트레스 계산
- 다이오드 전압 및 전류 응력 차이 계산
- 계산된 출력 리플이 다릅니다 바운더리 CM 플라이백
다양한 버스 전압 범위 내에서 모드가 중요합니다. (주파수 변환) DCM 설계와 동일한 단계 및 방법 패턴입니다.
BCM/DCM의 장점:
1) 기본 스위치 튜브의 턴온 손실이 적습니다.
2) 2차측 다이오드의 역회복 전류가 작습니다.
3) 역회복으로 인한 공통 모드 노이즈가 작습니다.
4) 다이오드의 전압 스트레스가 작으므로 저전압 장치를 선택해야 합니다.
BCM 모델의 단점:
1) 1차 스위치 튜브의 전도 손실이 큽니다.
2) 주파수가 변경되면 차동 모드 필터는 가장 낮은 주파수에 따라 설계해야 합니다. 공통 모드 필터는 더 높은 주파수에 맞게 설계해야 합니다.
두 가지 조건이 위의 단점을 더 이상 중요하지 않게 만듭니다:
1) MOSFET 디바이스의 개선으로 Rdson은 점점 더 작아지고 있습니다. 총 손실에서 1차 전도 손실이 차지하는 비율을 줄입니다.
2) BCM은 2차측 다이오드의 역회복으로 인한 공통 모드를 감소시킵니다.
5. 열 설계
스위치 튜브에는 일반적으로 라디에이터가 필요하며, 라디에이터와 스위치 튜브 사이에 절연 개스킷과 방열 실리콘을 적용해야 합니다.
고전력 스위칭 전원 공급 장치의 설계에서는 일반적으로 강제 공기 냉각을 사용하기 위해 팬을 설치합니다.
6. 배선 설계 및 EMI
각 구성 요소, 특히 커패시터의 핀은 가능한 한 짧아야 하며, 그렇지 않으면 커패시터가 고주파를 흡수하는 효과가 떨어집니다;
큰 전류가 흐르는 상호 연결 전선은 두껍거나 짧아야 합니다;
큰 루프를 형성하지 않으면 간섭이 너무 커서 디버깅에 영향을 미칩니다.
제어 회로 배선은 전원 회로 배선과 분리해야 합니다.
제어 칩과 변압기는 분해가 용이하도록 시트와 함께 설치해야 합니다. 배선할 때는 열 방출과 테스트 편의성을 충분히 고려하세요. 깔끔하고 정돈되어 있으며 각 기능 모듈이 명확합니다.
